在驱动MOS管时，我们希望给到MOS管栅极是标准的电压方波波形，但是在实际情况下，我们在测得的Ugs波形往往是带有振荡的。这种振荡波形会在电路线路上产生额外的噪声干扰，还造成不必要的功率损耗。
振荡波形形成机理
(资料图片)
结合上图来说一下，为了向MOS管栅极提供足够的驱动电流，一般需要使用推挽电路来放大电流，如图中三极管Q1和Q2。在驱动信号为高电平时，+12V经三极管Q1向MOS管栅极提供电流。在实际物理世界中，凡是有线路的地方，就必然存在感抗和电阻，如线路中等效电感L1和等效电阻R1。由于MOS管GD两极之间、GS两极之间存在寄生电容，在此处等效为电容C1。L1和C1形成了谐振振荡电路，由于等效电阻R1极小，起不到阻尼作用，能量在等效电感L1和等效电容C1之间来回传递，所以在驱动脉冲的上升沿形成振荡波形。下降沿振荡波形形成机理类似。所以为了抑制驱动脉冲上下沿振荡波形，通常人为地在MOS管的栅极串联增加驱动电阻。在PCB走线时，这个栅极驱动电阻建议尽量靠近MOS管栅极。
当驱动脉冲为高电平，栅极驱动电阻取值越大，意味着+12V向MOS管栅极C1的充电电流越小，在驱动脉冲波形上表现为上升沿缓慢。若栅极驱动电阻过大，则MOS管开通过程时间太长（MOS管处于放大区的时间），相应的开关损耗就会比较大。
插一句话，为了减少驱动脉冲波形的振荡，减小驱动线路的寄生电感值，在设计PCB时应该使得栅极的连接走线尽量短，尽量不弯折。
总结一下上面的内容：
如果栅极开通驱动电阻太小（振荡系统处于欠阻尼状态），起不到抑制振荡的作用。
如果栅极开通驱动电阻太大（振荡系统过阻尼状态），则MOS管开通时间太长，则开关损耗太大。
最理想的状态是临界阻尼状态，栅极驱动电阻刚好可以抑制振荡，而不引起MOS管开通时间加长。
栅极开通驱动电阻取值方法
栅极驱动电阻阻值怎么取值比较合适？
一种方法是，栅极驱动电阻阻值（此阻值已经包含栅极外部电阻及内部电阻）取值是1~2倍的栅极线路杂散电感感抗，其中1倍对应欠阻尼状态，2倍对应临界阻尼状态。通过开关频率和栅极线路的长度、前级推挽电路（Q1和Q2）去评估杂散电感感抗，然后初步确定栅极电阻阻值。可见这种方法需要一定工程经验，而且实现的方式有点曲折。
另外一种方法是，外部栅极驱动电阻建议取值在0Ω50Ω之间。如果MOS管内部的栅极驱动电阻足够大，驱动波形没有振荡，那么外部栅极电阻取值可以是0Ω。根据MOS管数据手册开关特性参数的测试条件中提供的Rg(ext)，初步定一个阻值Rg‘(ext)，取值为Rg‘(ext)=12倍Rg(ext)。这个方法的思路是借鉴MOS管供应商的测试数据，MOS管提供的Rg(ext)是比较合理的，否则他们测试的开关特性参数就没有参考意义了。
然后根据栅极驱动电压脉冲的实际测试波形对栅极驱动电阻值，再进行微调，使得波形趋近于上升沿陡峭的没有振荡的方波（如果考虑EMI，栅极驱动电阻会适当加大一点）。
那么，怎样才算得上是陡峭的方波呢？在开关电源应用中，当驱动电压的上升时间Tr不超过整个开关周期T的1%（或者按照上升时间Tr不超过开通时间Ton的1/20），我们认为驱动电压方波上升沿是陡峭的。
栅极开通驱动电阻功率
然后还需要计算所选电阻使用的功率，以便选择相应的电阻类型和封装。
需要注意的是MOS管的寄生电容受实际应用温度和电压影响而动态变化，而MOS管数据手册中标注的电容数值通常实在特定的静态测试条件下得到的静态数值，实际上动态的输入电容C1容值比静态电容容值要大得多。受MOS管米勒效应影响，MOS管的动态输入电容容量变化，不易计算，所以在实际应用中，往往关注的是MOS管整体特性，使用MOS管数据手册中Qg（Total Gate Charge）栅极驱动充电总电荷量来计算最小的驱动功率需求、驱动电流需求。数据手册如果提供的是栅极驱动电压从0V上升到+12V测试条件下得到的Qg，实际应用条件如栅极驱动电压从0V上升到+10V，则实际栅极驱动充电总电荷Qg"=Qg×10/12。
则流过栅极驱动电阻的平均电流为Iavg=fsw×Qg"，其中fsw是栅极驱动电压脉冲频率，Qg是栅极驱动充电电荷，通过平均电流便可以计算驱动电阻所需的最小额定功率需求，按照至少2倍的额定功率余量去选择对应的电阻类型和封装。
则流过栅极驱动电阻的峰值电流为Imax=0.74×△U/(Rg’(ext)+Rg(int)+Rdv)，其中△U是驱动电压变化值（驱动电压峰峰值），如栅极驱动电压在0V~+10V，则△U=10V。其中Rg‘(ext)是MOS管外部栅极驱动电阻，Rg(int)是MOS管内部栅极驱动电阻（可以在MOS管数据手册中找到），Rdv是栅极驱动器推挽电路导通电阻，通过峰值电流便可以计算驱动电阻的峰值功率需求，结合驱动脉冲的上升时间，核对电阻的脉冲负载曲线，评估电阻选型是否合适。